2控制电路设计

意法半导体(ST) 于2006 年推出了一款专为串联谐振半桥拓扑设计的双终端控制器芯片L6599，该芯片可直接连接功率因数校正器的专门输出，轻载时能让电路工作于突发模式，提高轻载时变换器的转换效率。

(1) 工作频率范围设置。

见图7,电阻R Fmax一端与4脚相连，另一端连在光耦中三极管的集电极端，输出端的反馈信号通过光耦对这一支路上电流的调节，改变3脚上电容C F的充放电频率从而实现频率的改变。

R Fmin确定谐振变换器的最小工作频率，当输出电压小于等于额定电压时变换器工作在固定的最小开关频率。

(2) 过流和过载保护。

PWM变换器通过控制开关管的占空比实现能量流动，检测电流超过设定的极限值时预先终止开关管的导通便限制了能量地流动。而谐振变换器的占空比固定，通过改变频率来限制能量流动，这意味至少要到下个振荡周期才能察觉频率的变化，若要有效地限制能量流动，频率的变化率必须低于频率本身。检测电流输入的初级电流须均分，测量电路见图7.

图7 L6599外围主要端脚连接示意图

(3) 欠压保护输入。

在DC/DC前级再加PFC的系统中，根据PFC级的输出电压此功能就相当于一个上电/断电顺序或欠压保护输入。高压直流输入电压通过电阻分压后接到L6599的7脚(LINE)，与内部基准进行比较。

(4) 轻负载突发模式。

在轻载或空载时开关频率会达到最大值，为确保输出电压可调并避免失去软开关条件，且尽可能减小im引起的损耗，采用突发模式，一部分开关周期被较长时间的隔开，以降低平均开关频率，平均激磁电流随之减小，损耗也会减小。

(5) 驱动电路。

对高压侧开关的驱动采用自举方式，L6599内部整合了一高压浮动结构以承受超过600V的电压，并有同步驱动高压金属氧化物半导体，取代了外部快恢自举二极管，本文所选择的驱动电路如图7。

3 实验验证与分析

基于L6599研制串并联谐振半桥变换器样机一台，并进行实验验证。该样机的主要参数如下：

输入电压：U in=270V±10% DC

输出电压：U o=±180V DC

输出额定功率：P o=550W

按上述方法选取n = 0 . 4 , k = 6 . 5 ,Q=0.39,电路最小工作频率120kHz,谐振频率100kHz,由此得谐振参数：L m=130μH,L r=20μH,C r=0.15μF.

输入电压相同输出负载变化时，谐振网络的输入归一化阻抗、直流电压增益发生使得工作频率变化，实验波形如图8所示。

图8 不同负载下的谐振电流波形

在输入电压一定(输入为额定电压)、负载不同的情况下，MOS管零电压开关的实现如图9所示。对于相同的直流电压增益比，随着载变轻工作频率会相应提高但根据设计仍能保证MOS管的零电压开通。

图9 不同负载下MOS管驱动和漏源极电压波形输出功率相同而输入电压不同时此实验样机在整个输入电压范围内均可实现功率管的零电压开关，见图10。

图10 不同输入电压下MOS管驱动和漏源极电压波形

图9和图10可见该样机在要求的电压和输出负载范围内均实现了开关管的零电压开通。

谐振变换器正是靠改变工作频率来调节输出电压，图11(a)表示随着输入电压升高工作频率变大;图11(b)则表示输入电压相同时负载电流的增大而开关频率减小，与理论分析的基本一致。

(a)P o=550W,不同U in时开关频率曲线

(b)U in=270V,不同P o时开关频率曲线

图11 工作频率变化曲线

图12(a)最高效率在95%以上，额定输出时效率为94.5%;在输出功率一定时，随着输入电压的升高，输入电流减小，开关管的导通损耗及变压器的铜损有所减小，变换器效率相应的有所提高，如图12(b)。

(a)U in=270V时不同P o的效率曲线

(b)P o=550W时不同U in效率曲线

图12 LLC谐振半桥效率曲线

4 结束语

本文介绍了LLC型串并联谐振半桥变换器的直流增益特性、谐振腔阻抗特性以及软开关实现的条件等，并根据分析给出主要参数设计方法，以及集成芯片L6599外围控制电路设计。最后调试完成550W样机一台，试验结果证明上述分析及设计方法的可行性。